设计过程中需要得到足够的重视。针对造成直流压降问题的主要因素，在理论分析的基础上对电源分配网络的原理设计和PCB设计提出建议，减小直流压降对电源完整性的影响。
【关键词】电源分配网络 直流压降 电源完整性
1 引言
当前的系统设计中，器件的核心供电电压持续减小，电压容差也越来越小，工作电流和PCB布线密度则越来越大，导致直流问题日益突出。如果在设计中不考虑直流问题，很可能因为直流压降导致噪声容限下降，造成系统工作不稳定，甚至无法正常工作。过大的电流密度还可能引起局部温度持续升高甚至造成PCB的损坏。因此，在产品设计过程中，针对核心关键电源分配网络进行直流压降控制，降低直流压降的影响是保证电源完整性的首要任务。
2 直流压降与电源完整性
2.1 电源分配网络
电源分配网络，包含从稳压模块（VRM）到芯片的焊盘，再到裸芯片内分配本地电压和返回电流的片上金属层在内的所有互连。电源分配网络是系统中最复杂的互连结构，网络中任何一个部分发生改变，都会对整个系统的性能造成影响，在设计过程中必须认真对待每一个细节。
电源网络的直流通路可简化为图1所示电路。V为等效的理想电源，Rvrm为VRM的直流输出阻抗；Rpcb为PCB上的电源地平面、过孔、互连等的直流阻抗；Rsink为负载芯片内的封装、键合线等的直流电阻；Isink为负载芯片的工作电流。其中Rpcb是设计中对直流压降影响最大的部分。
2.2 直流压降对噪声容限的影响
在进行电源完整性分析的过程中，通常都会使用目标阻抗的方法进行分析与优化，目标阻抗的计算公式为：
其中Vdd表示供电电压，Itransient表示瞬变电流，ripple%表示允许的纹波（电源噪声）。在芯片的数据手册中查到的电压波动允许范围包含了电源噪声和直流压降两个部分的影响，因此在计算目标阻抗时，ripple%的取值需要减去直流压降所占的比例。如果直流压降不能被控制在一个较小的范围内，那留给电源噪声的裕量就会变小，系统的目标阻抗也会随之减小。为实现目标阻抗的控制目标，就需要加入更多的去耦电容，这无疑增加了设计成本，也增大了设计难度，还会给系统的稳定性埋下隐患。
为提高系统的可靠性，在设计中需要对关键电源分配网络的直流压降和交流噪声分别进行控制，如果数据手册中没有对两者分别提出要求，就需要对指标进行分配，一种常见的经验配比是直流压降：交流噪声=20：80。
3 原理图设计
3.1 VRM的选择
PCB上存在多种不同电压的电源网络，且不同电压对电流的需求也不尽相同，最大瞬态电流可达到几十安培。如使用由外部电源直接为板内器件供电，可能因长距离的走线、接插件及其他不可控因素造成较大的直流压降，使PCB上的电压过低，因此在外部电源输入不易控制的情况下，使用VRM为板内的芯片和器件供电是最好的选择。
我们常用的VRM都是DC-DC转换电路，可将较宽范围内的直流输入电压转换为稳定的直流输出电压。最简单的VRM是三端稳压器，只有电源输入、电源输出和地三个功能引脚，适用于电流较小的应用场合。带反馈调节回路的VRM可根据反馈点的实际电压来调节VRM的输出，保证反馈点的电压稳定，适用于低电压、大电流的应用场合，VRM的反馈端通常为FB、sense等。
3.2 保护器件的选择
对于有热插拔等特殊要求的PCB，通常会在电源输入端加入限流保护器件，这些串联的保护器件存在一定的直流电阻，当电流流过保护器件时就会产生直流压降，因而在选择限流保护器件时，除了考虑电流参数外，也必须考虑直流电阻的影响，尤其是该输入电源直接向芯片供电，或该电源还需向外部供电时，更应小心选择。
3.3 串联滤波电路的设计
在很多的设计中都会使用电感或磁珠来降低电源网络的噪声，而电感和磁珠也存在一定的直流电阻，也会造成一定的直流压降。因而在电源网络的设计中，除了VRM明确要求外接LC滤波电路之外，应尽量避免使用电感、磁珠等串联滤波器件。若VRM带有反馈功能，在设计中自行添加串联滤波器件时，VRM的反馈端应接在串联滤波器件之后，从而消除器件直流电阻引起的压降，如图2所示。
4 PCB设计
4.1 层叠设计
PCB的层叠设计是减小直流压降的基础，在高速电路设计中，电源/地层不仅是芯片供电的通路，同时也担负着为高速信号提供回流路径的重任，因此在层叠设计时应在保证足够参考平面的基础上，根据电源网络的数量和电流的大小对电源/地层的数量进行预估，必要时可通过选择1oz甚至2oz 铜厚的板材或增加电源层的数量来降低直流压降，提高通流能力。
4.2 器件布局
低压大电流的VRM尽量靠近负载放置，从而减小铜箔和过孔造成的直流压降；当有多个负载时，VRM优先靠近大电流负载，在减小直流压降的同时可减小其他负载之间的电压差异。对于没有反馈端的VRM，这一点更为重要，因为PCB造成的直流压降无法弥补。若VRM带有反馈端，则直流压降问题可以通过反馈线的设计进行弥补，但反馈端调节输出电压的能力也有限，若VRM输出端至反馈点的直流压降超出了VRM的调节能力，反馈点的实际电压也将无法达到期望值。
4.3 布线设计
4.3.1 电源平面和电源线
对于PCB上理想的长方形铜箔所带来的直流压降，可根据欧姆定律进行估算：
其中，I为最大电流，单位是A；ρ为电阻率，单位是Ω·m；l为铜箔长度，单位是m；w为铜箔宽度，单位是m；t为铜箔厚度，单位是m。
电流已知且层叠固定的情况下，ρ、t都为常数，若要减小直流压降，就需要在电源平面分割及电源布线时，尽量减小l并增大w。同时避免电源正好经过大型BGA和引脚较多的接插件区域。因为密集的扇出孔、过孔及通孔都会导致电源地平面不完整、有效线宽变窄，使电源网络的电阻增大，导致该区域电流密度增大、直流压降增加，BGA下方的电源平面如图3所示。
在器件布局完成后，VRM与负载的距离也基本确定，上式中的l可使用二者的曼哈顿距离，此时可得出最小线宽计算公式：
此处的最小线宽只针对理想长方形铜箔而言，实际PCB中的电源平面和电源线会受到各种因素的影响，形状都是不规则的，所以计算结果只是一个参考。在空间允许的情况下，线设计的越宽越好。
对于常用的0.5oz基铜，在1A电流下，l/w=1时内层压降约为1.5mV，外层压降约为0.36mV。内外层的压降不同是由于印制板内外层的加工工艺不同，成品铜厚有一定的差异所造成的。同时，不同印制板生产厂家的加工工艺也存在差别，在计算时需要注意。
4.3.2 过孔
过孔在PCB中用于不同层线路之间的电气连接，对于大电流的电源和地网络而言，过孔处的电流密度通常较大，过孔设计不合理会造成一定的直流压降，更会使电源网络的通流能力严重下降。
在IPC-2221A中给出了铜箔的通流能力计算公式，如果把过孔当做内层铜箔来对待，则可进一步得出过孔的通流能力公式：
式中k为常数，对于内层铜箔及过孔k=0.024，对于外层铜箔k=0.048；△t为允许的温升，单位是℃，通常取5-10℃；A为铜箔的截面积，对于过孔则是过孔的截面积，单位是mil2（1mil=0.0254mm）；d为过孔的成品孔径，单位是mil；tp为过孔的镀铜厚度，单位是mil；
通常过孔的镀铜厚度为1mil左右，根据上式便可计算出16mil过孔的通流能力在1A左右，8mil过孔的通流能力在0.7A左右。
对于电流比较集中的过孔区域，要根据电流大小，合理选择过孔的孔径，并放置足够数量的过孔。因空间受限，无法放置足够过孔时，可选择较大孔径的过孔，并在后期采用过孔填锡的方式来增加其通流能力。
4.3.3 反馈点及反馈线
对于受布线资源限制的PCB，简单的加宽走线和平面也可能无法满足直流压降的要求，这时必须通过VRM的反馈功能进行远端补偿，从而减小直流压降对负载端电压的影响。此时反馈点的选择对补偿的效果起着决定性的作用。
当只有一个负载时，反馈点可选择在负载附近；当负载较多时，反馈点的选择很容易顾此失彼，一般很难通过经验确定最佳的反馈位置，这时可使用PowerDC等软件进行仿真来决定。
通常VRM的Sense和FB等反馈端电流很小，一般都在μA或nA级别，设计时基本不用不考虑反馈线的线宽问题，但应当适当加大反馈线与其他信号的线间距，以减小其他信号对反馈线的干扰。同时，对于成对出现的反馈端（Sense+、Sense-），应选择差分线形式进行反馈线设计，可进一步减小反馈线上的干扰。
5 结语
通过对电源分配网络的直流通路进行分析，从理论角度提出了VRM选型、电路图设计、层叠设计、器件布局、电源分割及布线、过孔设计、反馈点选择等全方位控制直流压降的设计规则与建议，从源头上降低了设计风险。但对于复杂的PCB，还应当在设计完成后通过仿真手段验证直流压降等性能指标是否满足设计要求。
参考文献
[1]（美）Eric Bogatin著.李玉山等译.信号完整性与电源完整性分析（第二版）[M].北京：电子工业出版社，2015.
[2]陈兰兵主编.钟章民等编著.Cadence高速电路设计[M].北京：电子工业出版社，2014.
[3]邵鹏编著.信号/电源完整性仿真分析与实践[M].北京：电子工业出版社，2013.
